فصل12تقویت کننده های توان 12.1 -ملاحظات عمومی 12.2-کلاس های پایه تقویت کننده توان 12.3 -تقویت کننده توان بابازدهی بالا 12.4 -طبقات خروجی دوش سوار 12.5 -تطبیق امپدانس سیگنال بزرگ 12.6 -روش پایه ای خطی سازی 12.7 -مدولاسیون قطبی 12.8 -برون فازی 12.9-تقویت کننده توان دوهرتی 12.10-مثال های طراحی Behzad Razavi, RF Microelectronics. Prepared by Bo Wen, UCLA

نمای کلی فصل تقویت کننده های توان بابازدهی بالا کلاس های پایه تقویت کننده توان تقویت کننده های توان بابازدهی بالا تقویت کننده های توان کلاس A تقویت کننده های توان کلاس B تقویت کننده های توان کلاسC تقویت کننده های توان کلاس Aبابهبودهارمونیکی تقویت کننده های توان کلاسE تقویت کننده های توان کلاس F مثال های طراحی تقویت کننده توان روش های خطی سازی تقویت کننده های توان دوش سوار تقویت کننده های توان با پسخور مثبت تقویت کننده های توان با ترکیب توان تقویت کننده های توان با مدولاسیون قطبی تقویت کننده های توان برون فازی پیشخور پسخورکارتزین پیش اعوجاج مدولاسیون قطبی برون فازی دوهرتی

تقابل بین توان خروجی وسوئینگ ولتاژ  

مثال RF CHOKE قله جریانی که ازM1درشکل زیر می گذردچه قدراست؟فرض کنیدL1به اندازه کافی بزرگ است ولذا می توان آن رادرفرکانس موردنظرمداربازفرض کردکه دراین حالت به آن خفه کننده فرکانسی رادیویی یا RFCگفته می شود. :راه حل اگرL1بزرگ باشدجریان ثابتی IL1 ازآن خواهدگذشت.اگرM1شروع به خاموش شدن کند،این جریان ازRLخواهدگذشت ومنجربه ایجادولتاژثابتی به اندازه IL1RL خواهد شد.برعکس،اگرM1به طورکامل روشن شود،جریان سلف وجریان منفی برابر با IL1 ازRLبه سمت ترانزیستور رابه داخل خود می کشد،بنابراین قله دامنه ولتاژ به -IL1RL خواهد رسید.لذا قله جریان ترانزیستور خروجی برابر با 400mAخواهد بود.

قراردادن شبکه تطبیق جهت کاهش قله ولتازخروجی یک شبکه تطبیق بین تقویت کننده توان وبارقرارداده می شود.این شبکه مقاومت باررابه یک مقاومت کوچکتر،RT،انتقال می دهد.بنابراین می توان باسوئینگ های ولتاژکوچک تر،توان موردنیازرابه بارمنتقل کرد. درتقویت کننده توان بالایک وات توان بامنبع ولتاژ1ولت به مقاومت بارRL=50Ω منتقل می شودمقدارRT مقدارسوئینگ ولتاژقله تاقله،Vpp،دردرین ترانزیستورM1تقریبابرابر2ولت است.ازآنجا که: بنابراین شبکه تطبیق باید RLراباضریب 100کوچک کند.شکل بالا مثالی ازیک ترانسفورماتوربدون تلفات راکه نسبت تعداد دورهای آن 1:10است نشان می دهدکه سوئینگ ولتاژ2-Vppدردرین ترانزیستورM1رابه سوئینگ 20-Vpp تبدیل می کند.ازمنظری دیگر،ترانسفورماتورولتاژ درین راباضریب 10تقویت می کند.

مثالی ازطبقه سورس مشترک بابارسلفی ولتازهای VxوVoutدرشکل زیررادرصورتی که M1آن قدرجریان بکشدتاVxرابه صفرببرد،برحسب زمان رسم کنید.فرض کنید شکل موج ها سینوسی هستند.هم چنین ،فرض کنیدL1وC1عناصری ایده آل وبسیاربزرگ هستند. حل: درنبود سیگنال،Vx=VDDوVout=0.بنابراین ولتاژدوسرC1باVDDبرابرخواهدبود.هم چنین مشاهده می کنیم درحالت ماندگارمقدار متوسط Vxبایدهمواره برابرVDDباشد،زیراL1ایده آل است وبنابراین باید ولتاژمتوسطی برابر باصفرداشته باشد.یعنی،اگرVxازVDD تانزدیک صفربرود،بایدازVDDتاحدود2VDDهم برودتامتوسط VxبرابرباVDDشود،شکل موج ولتاژخروجی همان شکل Vxخواهدبود که به اندازه VDDبه پایین جابه جا شده است.

اثرجریان های بزرگ اگرعرض ترانزیستورخروجی به اندازه کافی بزرگ انتخاب شودتا بتواندجریان بزرگ راازخودعبوردهد،خازن ورودی نیزبزرگ خواهد شد،بنابراین طراحی طبقات ماقبل بامشکل مواجه می شود. مامیتوانیم این مشکل راباافزایش تدریجی ابعاد طبقات بین مخلوط کننده های بالابروطبقه خروجی حل کنیم. مشکل دیگری که ازحمل جریان های acبزرگ درتقویت کننده های توان ناشی می شود،مربوط به پارازیتی های بسته بندی است. جریان های بزرگ هم چنین می توانندمنجربه تلفات بزرگ درشبکه تطبیق شوند.

مثال پارازیت های بسته بندی ترانزیستور خروجی درمثال قبل جریانی بین صفرتا4آمپررادرفرکانس 1GHZحمل می کند.حداکثرسلف قابل تحمل سیمک های اتصال که به صورت سری با سورس ترانزیستور قرار می گیردمشروط به این که افت ولتاژدوسراین سلف کمتراز 100mVباشد،چقدراست؟ حل: جریان درین M1به صورت تقریبی برابر است با: که درآن I0 = 2 A و ω0 = 2π(1 GHz)است.افت ولتازدوسر سلف سورس،Ls ،برابر است با: که به مقدارحداکثر LSω0I0 می رسد.اگربخواهیم این افت ولتاژ کمتراز100میلی ولت باشد داریم: مقداربسیارکوچک است.(سلف یک سیمک اتصال معمولا بیشتراز 1nHاست ).

بازده درباره بازده توان افزوده طبقه سورس مشترک بحث کنید. بازده تقویت کننده های توان با دومعیارتعریف می شود:یکی (بازده درین)در پیاده سازی با ترانزیستورهایFETیا بازده کلکتوردرپیاده سازی باترانزیستورهای دوقطبی که به صورت زیر تعریف می شود: که در ان PLتوان متوسط تحویلی به باروPsuppتوان متوسطی که ازمنبع ولتاژکشیده شده است را نشان می دهد. بازده توان افزوده به صورت زیرتعریف می شود: که دران Pinمتوسط توان ورودی است. درباره بازده توان افزوده طبقه سورس مشترک بحث کنید. درفرکانس های پایین تامتوسط ،امپدانس ورودی خازنی است وبنابراین متوسط توان ورودی صفراست.بنابراین PAE = η درفرکانس های بالا به دلیل پسخورناشی ازگیت –درین یک بخش حقیقی درZinایجادشدهوباعث می شوداز دهانه ورودی توان بیشتری کشیده شودبنابراین PAE < η.درتقویت کننده های توان بدون بار،ممکن است یک مقاومت ورودی 50Ωبه صورت تعمدی وارد کنیم که درآن PAE < ηخواهدشد.

خطسانی مشخصه یابی تقویت کننده توان با دوآزمون عمومی غیرخطسانی براساس تن های غیرمدوله شده آغاز می شود: اینترمدولاسیون و فشردگی. فرض کنید ورودی مدوله شده به صورت زیرباشد: خروجی می تواند به صورت روبه رو نوشته شود: فرض می کنیم هردوی A(t)وØ(t) توابه غیرخطی و ایستا ازدامنه ورودی ،a(t)،هستند.به بیان دیگر:

تبدیل AM/AMوتبدیلAM/PMومدل رپ A[a(t)] and Φ[a(t)] represent “AM/AM conversion” and “AM/PM conversion”, respectively برای طبقات پشت سرهم مدل کلی ممکن است پیچیده باشدورفتارAوØمتفاوت شود. یک شیوه دیگربرای بیان غیرخطسانی تقویت کننده توان مدل رپ نام دارد که به صورت زیربیان می شود: این مدل که فقط غیرخطسانی ایستارادرنظرمیگیرد،درطراحی تقویت کننده های توان مدارمجتمع پرطرفدارتراست.

تقویت کننده های توان تک سر(Ⅰ) مزایای تقویت کننده های تک سر:آنتن معمولا تک سراست ،و مدارهای فرکانس رادیویی تک سررا راحت تر ازمدارهای مشابه تفاضلی آن ها می توان تست کرد. مشکل اول تقویت کننده های تکسر:اول آنکه نیمی ازبهره ولتاژفرستنده رابه هدر می دهندزیراتنها یک خروجی ازبالابر دریافت می کنند. این مشکل را می توان بااستفاده ازدوبه تک سربین بالابروتقویت کننده توان حل کرد.اما دوبه تک سردارای تلفات است.

تقویت کننده های توان تک سر(Ⅱ) مشکل دوم تقویت کننده های توان تک سرازجریان های لحظه ای خیلی بزرگ که ازمنبع تغذیه به سمت زمین می کشدناشی می شود. سلف سیمک اتصال تغذیه LB1،اگربا LDقابل مقایسه باشدمی تواندعملکرد نوسانیوامپدانسی شبکه خروجی راتغییردهد.LB1باعث می شودکمی ازسیگنال طبقه خروجی ازطریق خطVDDبه طبقات ماقبل نشت کرده وباعث ایجادتموج درپاسخ فرکانس یاناپایداری شود،به طور مشابه سیمک اتصال زمین،LB2، باعث ایجادپسخوروتضعیف عملکردخروجی می شود.

تقویت کننده های تفاضلی پیاده سازی تفاضلی جریان های لحظه ای بسیار کوچک تری از خطوط Vdd وزمین می کشد وبنابراین حساسیت کوچکتری نسبت به LB1وLB2داردومنجربه پسخور کمتری خواهد شد.مشکل تبهگن شدن نیزبه میزان قابل توجهی کاهش می یابد. اگرچه بااستفاده ازیک تقویت کننده توان تفاضلی مشکلات مربوط به بهره ولتاژوپارازیتی های بسته بندی اصلاح می شوداما تقویت کننده توان هنوزبایددربیشترمواردیک آنتن تک سرراراه اندازی کند.بنابراین اکنون بایدیک دو به تک سربین تقویت کننده توان وآنتن افزوده شود.

مثالی از بازده وتلفات درطرح دوبه تک سر فرض کنیدیک دوبه تک سرباتلفات 1.5dbطرح شده است.درکدام یک ازفرستنده های شکل قبل این تلفات،بهره رابه صورت نامطلوب بیشترتحت تاثیرقرارمیدهد؟ Solution: درمورد اول دوبه تک سربهره ولتاژرابه اندازه 1.5dbکاهش می دهداما توان زیادی مصرف نمی کندبه طورمثال اگرتوان تحویلی به وسیله بالابربه تقویت کننده توان حدود 0dbmباشدآنگاه تلفات به اندازه 1.5dbدردوبه تک سرمعادل باتلفات حرارتی 0.3mwاست. دردومی دوبه تک سرکل توان تحویلیازتقویت کننده به بار را دریافت ولذاتوان قابل ملاحظه ای راتلف می کند.به طورمثال اگرخروجی تقویت کننده توان به 1وات برسد در آن صورت تلفات 1.5dbدر دوبه تک سرمعادل 300mWخواهدباشد بنابراین بازده زنجیر فرستنده درحالت دوم بیشترتخریب می شود.

طبقه بندی تقویت کننده های توان: تقویت کننده های توان کلاس A

مثالی از تقویت کننده های کلاسA خیر،با یک ورودی سینوسی،Vxدرشکل قبل تنها هنگامی به 2VDDمی رسدکه ترانزیستور خاموش شود.این امرتضمین می کند که سوئینگ جریان تحویلی به بار ازصفرتادوبرابر مقداربایاس می رود. توضیح دهیدکه چرا درطبقات خروجی بابهره کوچکتقابل بین بازده-خطسانی جدی تر است؟ دوحالتی که درشکل زیر نشان داده شده انددرنظربگیرید.درهردوحالت ،اگرقرارباشد M1در t=t1درناحیه فعال باشدولتاژدرین باید از V0 + Vp,in – VTH بزرگ ترباشد.درطبقه با بهره بزرگ درشکل زیر Vp,in کوچک است که منجر می شودVxبتواند نسبت به طبقه بابهره کوچک به صفرنزدیک شود.

بازده در حالت های مختلف مقیاس دهی 1-ولتاژتغذیه وجریان بایاس درسطوح موردنیازبرای توان خروجی کامل باقی می مانندوفقط سوئینگ سیگنال ورودی کاهش می یابد: 2-ولتاژتغذیه بدون تغییر باقی می مانداماجریان بایاس متناسب باسوئینگ ولتاژخروجی کاهش می یابند: 3-هم ولتاژتغذیه وهم جریان بایاس متناسب باسوئینگ خروجی کاهش می یابد:

مثالی ازطبقه خروجی بامنبع تغذیه ولتاژمتغییر دانشجویی می خواهد یک طبقه خروجی بامنبع تغذیه متغییربه صورت شکل زیرطراحی کند.دراینجا ،M2درناحیه تریودبه عنوان یک مقاومت متغییربا ولتاژعمل می کندوC2گره Yرازمین acمی کند.آیا این مدار می تواند به بازده 50درصد برسد؟ Solution: خیرنمی تواند.متاسفانه ،M2خود توان مصرف می کند.اگرجریان بایاس برابرVp/Rinانتخاب شود،آن گاه کل توان کشیده شده از VDDمستقل ازاینکه مقاومت حالت روشن M2چقدرباشدهمچنان برابرباVDDخواهد بود.بنابراین ،M2توانی برابرباRon2رامصرف می کند.

Bتقویت کننده توان کلاس زاویه هدایت به صورت درصدی ازتناوب سیگنال ورودی که درطول آن ترانزیستورهاروشن باقی می مانندضربدر 360 °تعریف می شود. درتقویت کننده توان کلاس Bسنتی ،دوطبقه موازی که هرکدام از آنهابرای 180درجه هدایت می کنند به کارمی رود-وبنابراین به بازده بالاتری نسبت به همتای کلاس Aخودمی رسد.

مثالی از تقویت کننده کلاس B توضیح دهیدچگونه T1 شکل موج های جریان های نیم دوره را که به وسیله M2وM1 تولیدمی شوندترکیب می کند؟ Solution: با به کاربردن جمع آثارشبکه خروجی رادردونیم دوره به صورت شکل زیررسم می کنیم .هنگامی که M1روشن است ID1 ازگره Xکشیده می شودومنجربه ایجاد جریان درثانویه می شودکه باگذشتن ازمقاومت RLولتاژمثبتی برابرVoutایجاد می کند. برعکس هنگامی که M2 روشن است ازگره Yجریان می کشد، جریان ثانویه ازRL کشیده می شودولذا ولتاژVoutمنفی را ایجاد می کند.

Issue of Output Swing of Class B PA/ Class AB PA اگرخازن های پارازیتی کوچک وسلف اولیه وثانویه بزرگ باشد،سوئینگ بالای VDDتقریبانصف سوئینگ زیر VDDمی باشد،که یک پدیده نامطلوب است زیرامنجربه بازده کم می شود. به این دلیل ثانویه (یااولیه)ترانسفورماتوربه وسیله یک خازن موازی تنظیم می شود. عبارت کلاس Abگاهی اوقات برای توصیف یک تقویت کننده توان تک سرکه زاویه هدایت آن بین 180 تا360درجه است استفاده می شود،به بیان بهتر،درآن ترانزیستورخروجی برای کمتراز نصف دوره خاموش می شود.ازمنظری دیگر،یک تقویت کننده توان کلاس Abنسبت به تقویت کننده کلاس Aکمترونسبت به کلاس Bبیشترخطی است.

محاسبه بازده توان تقویت کننده کلاسB (Ⅰ) مجموع جریانی که ازRLدرهردوره کامل می گذرد برابربا ID1 = Ipsinω0t, است که منجربه ولـتاژخروجی برابرزیر می شود: وتوان تحویل متوسط : توان متوسطی که به وسیله VDDتامین می شودبرابراست با: بازده درین (کلکتور)طبقه کلاس Bبه صورت زیرحاصل می شود:

محاسبه بازده تقویت کننده توان کلاسB (Ⅱ) درگام پایانی ،سوئینگ ولتاژرادرXوYرادرحضوربارتشدیدی درثانویه(یااولیه)محاسبه می کنیم. بنابراین اولیه ترانسفورماتورشکل موج ولتاژزیررادریافت می کند: که پس ازضرب شدن درنسبت n/(2m), منجربه ولتاژخروجی زیر می شود: برای حداکثرشدن بازده Vp = VDD انتخاب می شود.

تقویت کننده توان کلاس C درطبقات کلاس Cزاویه هدایت حتی تامقدارکوچک تری کاهش می یابدومداربیشترغیرخطی می شود.برای جلوگیری ازسطوح بالای هارمونیک ها درآنتن ،شبکه تطبیق بایدبخشی ازعمل فیلترکردن راانجام دهد. هنگامی که θکاهش می یابد،ترانزیستوربرای کسرکمتری ازدوره تناوب روشن است،بنابراین توان کمتری به هدر می رود.به همین دلیل ،ترانزیستورتوان کمتری رابه بارمنتقل می کند.

بازده تقویت کننده های توان کلاس E بانزدیک شدن θ به صفربازده به 100% می رسد. Pout بانزدیک شدن θ به صفر،به سمت صفرمیل می کند.

مثال محاسبه هارمونیک طبقه کلاس C شکل موج نشان داده شده را درنظربگیریدکه درآن زاویه هدایت ازنقطه Aآغازودرنقطه Bپایان می پذیرد.زاویه سینوسی درنقطه Aبه αودرنقطه Bبه π-α میرسدبه نحوی که π-α-α= θ ودرنتیجه α = (π-θ)/2.ضرایب فوریه اولین هارمونیک به صورت زیر به دست می آید: درنتیجه اولین هارمونیک به صورت زیربیان می شود: توجه کنید که اگر a1 → 0 آنگاه α → π/2. اگراین هارمونیک رادرRinضرب کنیم سوئینگ ولتاژدرین به طورتقریبی برابربا 2VDDبه دست می آید.

تقویت کننده های توان بابازده بالا:طبقه تقویت کننده کلاس Aبابهبودهارمونیک فرض کنید شبکه تطبیق به نحوی طرح شده باشد که امپدانس ورودی آن درهارمونیک اصلی کوچک ودرهارمونیک دوم بزرگ باشد. توان متوسط مصرفی به وسیله ترانزیستورخروجی کاهش یافته وبازده افزایش می یابد.

طبقه کلاس E:طبقه خروجی باترانزیستورکلید زنی شده که یک مزیت بزرگ نسبت به مدارهای کلاس C محسوب می شود. به این پیکربندی تقویت کننده توان کلید زنی شده می گویندکه منجربه بازده بالا می شوداگر: 1-ولتاژدوسرM1هنگامی که جریان راهدایت می کندکوچک باشد. 2-هنگامی که ولتاژدوسرM1غیرصفراست جریان کوچکی عبورکند. 3-زمان های گذاربین حالت روشن وخاموش تاحدامکان کوچک باشد.

مقابله بازمان های گذارمحدوددرورودی وخروجی گیت افزاره خروجی بایدتاحدامکان به سرعت کلیدزنی شودتابازده رابه حداکثرمقدارممکن برساند،اما ترانزیستوربزرگ خروجی به طورمعمول درگیت خودنیازبه تشدید داردوبه این دلیل دریافت ورودی تقریباسینوسی اجتناب ناپذیرخواهدبود. درتقویت کننده های کلاس E،باطراحی مناسب بارمی توان بازمان های گذرمحدوددروردی وخروجی مقابله کرد.

Vxسه شرط موردنیازبرای 1-باخاموش شدن کلید Vxتامدت زمان کافی پایین نگه داشته شودتاجریان به صفربرسد،به بیان بهتر،Vxو ID1 شکل موج های بدون همپوشانی داشته باشند.این شرط مسئله زمان افت محدود درگیت M1رابرطرف می سازد. 2-Vxپیش ازآنکه کلیدروشن شودبه صفربرسد.دومین شرط تضمین می کندکه VDS و ID افزاره کلیدزنی شده درنزدیک زمان روشن شدن با یک دیگرهمپوشانی نداشته باشند،بنابراین افت توان درترانزیستورحتی باوجودزمان های گذارمحدوددرورودی وخروجی کمترین مقدارممکن شود. 3- dVx /dt نیزهنگامی که کلیدروشن می شودنزدیک صفرباشد.شرط سوم حساسیت بازده رانسبت به عدم رعایت شرط دوم کاهش می دهد. پاسخ زمانی به Qبستگی داردوهمان طورکه دربالانشان داده شده است ممکن است به حالت های فرومیرا،فرامیراویامیرای بحرانی باشد.

مثال طبقه کلاسE (Ⅰ) با مدل کردن یک طبقه کلاس E به صورت نشان داده شده درشکل زیر ،شکل موج های ولتاژوجریان مدارارسم کنید. هنگامی که M1روشن می شود،گره Xرابه زمین اتصال کوتاه می کنداما جریان کمی ازخودعبور می دهدزیراVx دراین زمان نزدیک صفراست..اگر Ron1 کوچک باشد، Vxنزدیک صفرباقی می ماندو LDولتاژنسبتا ثابتی رادردوسرخودنگه می داردکه منجربه عبور جریانی برابر بازیر می شود.

مثال طبقه کلاسE (Ⅱ) با مدل کردن یک طبقه کلاس E به صورت نشان داده شده درشکل زیر ،شکل موج های ولتاژوجریان مدارارسم کنید. به بیان دیگر،یک نیم دوره به شارژ شدن LDاختصاص می یابدکه درآن حداقل افت ولتاژدوسرM1ایجاد می شود.هنگامی که M1 خاموش می شود،جریان سلف از C1وبارعبورمی کندولذا ولتاژVx افزایش می یابد.این ولتاژدرزمان t = t1 به حداکثرمقدارخود می رسدوازآن به بعد شروع به کاهش می کندتادرپایان نیم دوره دوم با شیب صفربه صفرنزدیک شود.شبکه تطبیق مولفه های هارمونیکی بالاترVxراتضعیف می کندکه منجربه خروجی نزدیک سینوسی می شود.

تقویت کننده های توان کلاس F

مثال طبقه کلاس F توضیح دهیدچرایک طبقه کلاس Bبرای قله زنی هارمونیک سوم مناسب نیست؟ حل: اگرترانزیستورخروجی برای نصف دوره تناوب هدایت کند،جریان یک سوشده نیم موج حاصل فاقدهارمونیک سوم است.ضرایب فوریه هارمونیک سوم به صورت زیراست:

طبقات خروجی دوش سوار می توان VDDرابرابربا نصف بیشترین ولتاژقابل تحمل توسط ترانزیستور درنظرگرفتاما این امر منجربه دو جریمه میشود:1-سقف مجازپایین ترگستره ولتاژخطی مداررامحدودمیکند. 2-جریان متناسب بزرگتردرخروجی منجربه افت بیشتردرشبکه تطبیق میشودودرنهایت منجریه کاهش بازده میشود. ترانزیستوردوش سوار،ترانزیستور ورودی رادربرابرافزایش Vxمحافظت می کندومنجرمی شودولتاژدرین-سورسM1کمتراز Vb- VTH2 بماند.

مثال طبقات دوش سوار حداکثراختلاف ولتاژپایه – به – پایه بین ترانزیستورهای M1وM2رادرشکل بالا تععین کنید.فرض کنید Vinقله دامنه ای برابر Voوسطح dcبرابربا Vmداشته باشدوVxقله دامنه Vpو(سطح dcبرابرباVDD)داشته باشد. حل: حداکثرولتاژدرین –سورس ترانزیستورM1با کاهش Vinبه Vm - V0 اتفاق می افتد.اگر M1تقریبا خاموش شود،آنگاه VDS1 ≈ Vb - VTH2, VGS1 ≈ Vm - V0,و VDG1 = Vb - VTH2 - (Vm - V0).برای همان سطح ورودی ،ولتاژدرین M2به حداکثر مقدار VDD + Vp می رسدومنجربه ایجادولتاژ و می شود.هم چنین ولتاژدرین –بدنه M2به VDD + Vp می رسد.

خطسانی طبقات دوش سوار From (a), From (b), It follows that, طبقه سورس مشترک درمحدوده بزرگتری ازولتاژخروجی نسبت به مداردوش سوارخطی باقی می ماند.مطالب بیان شده حاکی ازآن است که با منابع تغذیه ولتاژپایین خروجی طبقات دوش سوارمزیت نسبی کمی درسوئینگ ولتاژنسبت به همتای سورس مشترک خودنشان میدهدکه این به قیمت بازده وخطسانی به دست می آید.

مثال پایداری طبقات دوش سوار تقویت کننده توان دوطبقه زیر رادرنظربگیرید.اگرطبقه خروجی امپدانس ورودی منفی ازخودنشان دهد،چگونه می توان طبقه دوم را به نحوی طرح کردکه پایدارباقی بماند؟ باترسیم مدارمعادل تونن برای طبقه اول مشابه شکل (b)مشاهده میکنیم که جهت ازبین رفتن ناپایداری،باید: تا Vthev انرژی را از مدار جذب نکند.اگر Zoutبه صورت یک تانک موازی (C)مدل شود،آنگاه: بنابراین باید: This condition must hold at all frequencies and for a certain range of Rin. For example, if a cellphone user wraps his/her hand around the antenna, RL and hence Rin change.

تطبیق امپدانس سیگنال بزرگ:مدل ساده ومدل کاربردی دراین مدل ساده تر،فرض کرده ایم که شبکه تطبیق خروجی به سادگی RLرابه مقدارکوچک تری انتقال می دهد. درعمل شرایط پیچیده تراست:یک امپدانس خروجی مختط غیرخطی بایدبه یک بارخطی تطبیق شود.

تطبیق امپدانس سیگنال بزرگ:شروع ازیک مدل ساده توان تحویل داده شده به وسیله M1به RLیعنی PRL وهمچنین توان مصرفی توسط امپدانس خروجی ترانزیستور Pro1 رامحاسبه می کنیم: برای انتقال حداکثرتوان RLمساوی با rO1 انتخاب می شود که نتیجه می دهد PRL = Pro1 رابطه بالانشان می دهد کاهش RL منجربه کاهش توان نسبی مصرفی به وسیله ترانزیستور می شود.

اندازه گیری کشش بار Z1رابه نحوی تغییرمی دهیم که توان تحویلی به RLثابت وبرابرP1باقی بماندودرنتیجه به منحنی رسم شده دربالا برسیم.سپس به دنبال مقادیری ازZ1می گردیم که توان خروجی بزرگتری ،مثلا،P2رامی دهند که منجربه منحنی دیگری (احتمالا تنگ تر)می شود.این اندازه گیری کشش باررا می توان با افزایش سطوح توان تکرار کردوبه مروربه امپدانسی بهینه ،یعنی , Zopt برای حداکثرتوان خروجی رسید.

روش های پایه ای خطی سازی:پیشخور پیکربندی پیشخور خطارا محاسبه می کندوبا ضریب دهی مناسب آن راازشکل موج خروجی کم می کند. پیشخور دارای چندین موردکاستی است که طراحی تقویت کننده توان مجتمع رادشوار می سازد: 1 -عناصرتاخیری آنالوگ اگرغیرفعال باشندمنجربه تضعیف واگرفعال باشند،منجربه اعوجاج می شوند. 2-تضعیف تفریق خروجی منجربه کاهش بازده می شود. 3-بهبودمیزان خطسانی بستگی به تطبیق بهره وفازسیگنال های دریافت شده به وسیله هرتفریق کننده دارد.

مثال جمع کردن سیگنال ها درحوزه جریان وپیشخورتودرتو دانشجویی گمان می کند که اگرتفریق درحوزه جریان انجام شودشکل زیرباعث تضعیف نمی شود.عملی بودن این ایده را توضیح دهید. ازآنجایی که تقویت کننده توان اصلی درشکل پیش ازیک خط تاخیرقرارداردوازانجاکه پیاده سازی تاخیردرحوزه جریان دشواراست ،تفریق باید یه صورت اجتناب ناپذیردرحوزه ولتاژ وبه وسیله المان های غیرفعال انجام شود.بنابراین این ایده عملی نیست. بادرنظرگرفتن سیستم شکل زیر عنوان یک تقویت کننده توان هسته سطح دیگری ازپیشخوررابه نحوی اعمال کنید که خطسانی بیشتربهبود یابد. خروجی تقویت کننده توان هسته در 1/A’v ضرب شده ویک رونوشت تاخیر یافته از ورودی اصلی ازآن کم می شود.خطاباضریب A’v بزرگ می شودوبا رونوشت تاخیریافته خروجی تقویت کننده توان هسته جمع می شود.

مثال سیستم پیشخور فرض کنید که طبقه تقویت کننده توان اصلی درشکل زیر به طورکامل غیرخطی باشد،یعنی ترانزیستورخروجی آن به عنوان یک کلید ایده آل عمل کند.اثرات پیشخوررابرروی تقویت کننده توان بررسی کنید. هنگامی که ترانزیستورخروجی به عنوان کلید عمل کند،تقویت کننده توان پوش سیگنال راحذف می نمایدوتنها مدولاسیون فازرانگه می دارد.اگر Vin(t) = Venv(t) cos[ω0t + Φ(t)], آنگاه: که درآن V0ثابت است .برای این طبقه غیرخطی ،تعریف بهره ولتاژ Av کار دشواری است ،زیرا خروجی شباهت کمی به ورودی داردبا این حال باتصحیح پیشخورادامه می دهیم: VM رابر Av تقسیم می کنیم وداریم:

پسخورکارتزین اگرخروجی تقویت کننده توان درفرکانس پایین برده شودوباسیگنال باندپایه مقایسه شودخطایی متناسب بامیزان غیرخطسانی زنجیرفرستنده حاصل می گردد.باپایین بردن متعامد همانندشکل فوق پسخورکارتزین نامیده می شود. پسخورکارتزین نیازبه تفریق کننده خروجی ندارد وبسیار کمترنسبت به عدم تطبیق های مسیر حساس است،با این حال به اندکی خطسانی درتقویت کننده توان لازم دارد.

پیش اعوجاج اگرمشخصه های غیرخطی تقویت کننده توان معلوم باشدمی توانیم شکل موج ورودی راپیش معوج کنیم به نحوی که بعدازعبورازتقویت کننده توان غیرخطی ،همانند شکل موج ایده آل اولیه شود. سه کاستی پیش اعوجاج: 1-اگرغیرخطسانی تقویت کننده با فرآیند ساخت،دماوامپدانس تغییرنماییدوپیش اعوجاج سازاین تغییرات رادنبال نکندآنگاه عملکردبه درستی انجام نمی شود. 2-تقویت کننده توان نمی تواندبه صورت دلخواه غیرخطی شودزیراهیچ مقداری ازپیش اعوجاج نمی تواندغیرخطسانی ناگهانی راتصحیح کند. 3-تغییرات درامپدانس آنتن تاحدودی برمیزان غیرخطسانی تقویت کننده توان تاثیرمی گذارد،درحالی که پیش اعوجاج تصحیح ثابتی رااعمال می کند.

پسخور پوش برای آنکه غیرخطسانی پوش (یعنی،تبدیل AMبهAM)تقویت کننده های توان را کاهش دهیم ،می توانیم پسخورمنفی رافقط به پوش سیگنال اعمال کنیم. اعوجاج آشکارسازهای پوش چگونه عملکرد سیستم فوق رادستخوش تغییر می کند؟ اگردوآشکارساز پوش یکسان بماننداعوجاج آن هاتاثیری برعملکرد سیستم نداردزیرا حلقه پسخورهمچنان الزام می کند VA ≈ VB ونتیجتا VD ≈ Vin. این مشخصه دراین جا که خود آشکارسازهای پوش دارای غیرخطسانی هستند راهگشا می نماید.

آشکارسازی پوش(Ⅰ) مخلوط کننده به عنوان آشکارسازپوش: مخلوط کننده می تواند ورودی را به توان دو برساند بادرنظرگرفتن ورودی Vin(t) = Venv (t) cos[ω0t + ϕ(t)] منجربه خروجی زیر می شود: دنبال کننده سورس به عنوان آشکارسازپوش: نرخ چرخش به نحوی انتخاب می شود که ازنرخ چرخش حامل بسیاربسیار کوچک ترباشدتاخروجی بتواند تنها پوش ،ونه حامل را،تعقیب کند.

آشکارسازپوش(Ⅱ) محدود کننده ومخلوط کننده به عنوان آشکارسازپوش: اگر سیگنال درBرابا V0 cos[ω0t + ϕ(t)], نمایش دهیم،خواهیم داشت: در عمل ممکن است محدود کننده به دویاتعدادبیشتری زوج های تفلضلی پشت سرهم نیازداشته باشد.

مدولاسیون قطبی:ایده ابتدایی هر سیگنال میان گذری را می توان به صورت Vin(t) = Venv (t) cos[ω0t + ϕ(t)], نمایش داد. Vin(t) قابل تجزیه شدن به یک سیگنال پوش ویک سیگنال فازاست.بنابراین می توان هرکدام را به طورجداگانه تقویت ودرنهایت دوسیگنال حاصل را با یک دیگر ترکیب کرد. این روش را مدولاسیون قطبی می خوانندزیرا در این روش سیگنال به صورت یک مولفه اندازه(پوش)ویک مولفه فاز پردازش می شود.

عمل ترکیب کردن عمل ترکیب کردن معمولا به وسیله اعمال سیگنال پوش به منبع تغذیه ،VDD،طبقه خروجی – با این فرض که سوئینگ ولتاژ خروجی تابعی از VDDاست- انجام می شود. مدل ساده مدل واقع بینانه تر

مثال های مدولاسیون قطبی یک دانشجو می خواهدازیک مخلوط کننده ساده برای تحقق هدف ترکیب استفاده کندولذا سیستم نشان داده شده درشکل زیررا می سازد.آیا این ایده خوبی است؟ خیر،خوب نیست.دراینجا،این مخلوط کننده است که باید توان بزرگی را تحویل دهدنه تقویت کننده توان هسته ولذا این امردشواراست. تحت چه شرایطی سوئینگ خروجی تقویت کننده توان تابعی ازVdd نیست؟ اگر ترانزیستورخروجی به عنوان یک منبع جریان وابسته به ولتاژعمل کند(یعنی،یک ترانزیستورماسفت که درناحیه فعال عمل کند)،آنگاه سوئینگ خروجی تابعی ضعیف از Vddخواهد بود.به بیان دیگر،همه کلاس های تقویت کننده توان که از ترانزیستور خروجی به عنوان منبع جریان استفاده می کنند،دراین دسته بندی قرار می گیرندوبرای حذف وبازسازی پوش مناسب نیستند.

بخشی ازپیاده سازی روش حذف وبازسازی پوش در(a)جریان بزرگی که از این طبقه می گذردنیازبه یک بافردراین مسیر ایجاد میکنداما ملاحظات بازده مارا مجبوربه استفاده ازکمترین سقف ولتاژبرای بافر میکند. در(b)تضمین نمیکند که VDD,PA تمام وکمال A0Venv(t) رادنبال کند.طبقه رابا کنترل حلقه-بسته همان طور که در (C)نمایش داده شده است می توان بهبود داد.

(Ⅰ) مشکلات مدولاسیون قطبی اولی این که عدم تطبیق بین تاخیرمسیرهای پوش وفاز،سیگنال رادرشکل46-12تخریب میکند. فرض می کنیم عدم تطبیق تاخیر برابر ΔT وجود داردوخروجی را به صورت زیرنمایش می دهیم: برای ΔT کوچک Venv (t - ΔT) را می توان با دوجمله اول سری تیلورآن به صورت زیرتقریب زد: میزان تخریب متناسب سیگنال،متناسب بامشتق سیگنال پوش است که به منجربه رشد طیفی می شود. مشکل دوم به غیر خطسانی آشکارساز پوش مربوط می شود.برخلاف پیکربندی پسخورشکل 12-44،TXقطبی درشکل12-46متکی به بازسازی دقیق Venv(t)توسط آشکارسازپوش است. غیر خطسانی مدارمنجربه رشدطیفی می شود.

(Ⅱ) مشکلات مدولاسیون قطبی (Ⅱ) مشکلات مدولاسیون قطبی مشکل سوم عملکرد محدودکننده هادرفرکانس های بالاست.عمومایک مدارغیرخطی که دارای پهنای باندمحدوداست منجربه تبدیل AM/PMمی شود یعنی دارای جابه جایی فاز وابسته به دامنه است Input-output phase shift of: برای ω0 << ωp تاخیر بین ورودی وخروجی تقریبابرابراست با: با نمایش این نتیجه برحسب رادیان داریم: جابه جایی فاز باافزایش دامنه دامنه ورودی کاهش می یابد.

(Ⅲ)مشکلات مدولاسیون قطبی مشکل چهارم ازتغییرخازن گره خروجی به وسیله سیگنال پوش ناشی می شود. می توانیم وابستگی ϕ0 به ولتاژدرین را به صورت یک خط راست باشیب زیربیان کنیم: از: مشتق دوم به صورت روبه رو می باشد: از روی ضریب کیفیت: با تقریب مرتبه اول داریم:

روش مدولاسیون قطبی بهبودیافته:تجزیه درباندپایه برای یک شکل موج فرکانس رادیویی Venv (t) cos[ω0t + ϕ(t)], سیگنال های متعامدباندپایه عبارتنداز: بنابراین: In other words, the digital baseband processor can generate Venv(t) and ϕ(t) either directly or from the I and Q components, obviating the need for decomposition in the RF domain.

مثالی ازمدولاسیون قطبی بابه کارگیری مسقیم VCO مدولاسیون وبالابرمتعامد(Ⅰ) ابتدادرنظربگیریداطلاعات فازبه خط کنترل یک VCOاعمال شده است.عمل انتگرال گیری که به وسیله VCOصورت می پذیردمستلزم آن آست که ابتدا ازØ(t)مشتق گرفته شود: باوجود این همان گونه که درفصل 3توضیح داده شد،از آنجایی که هردومقدارسوئینگ کامل dØ/dtوKvcoدارای تعریف درستی نیستندلذا پهنای باندVphase(t)نیزبه درستی قابل تعریف نیست.هم چنین ،عملکردآزادVCOدرطول مدولاسیون ممکن است فرکانس حامل راازمقدارمطلوب ان جابه جا کند.

مثالی ازمدولاسیون قطبی بابه کارگیری مسقیم VCO مدولاسیون وبالابرمتعامد حل: حال یک مدولاتورمتعامدرا،همان طورکه درفصل 3برایGMSK فرض شددرنظربگیرید.دراین حالت Vphaseبه صورت نمایش داده می شود: که دران V0 COSØوV0 SINØبه وسیله مخلوط کننده های باندپایه تولیدوبه وسیله مخلوط کننده های متعامدبه فرکانس بالا برده میشود.اما همان طور که درفصل4توضیح داده شد،این روش ممکن است منجربه نویزقابل توجهی دربانددریافت شود،زیرانویزمخلوط کننده هابه فرکانس بالارفته وبه وسیله تقویت کننده توان تقویت میشود.

مدولاسیون قطبی با استفاده ازPLLدرمسیرفاز مقدارWifبایدازدوجنبه محدودشود:1-باید به اندازه کافی پایین باشدتا تقابل میان سرعت وتوان مصرفی رادرمبدل های دیجیتال به آنالوگ باندپایه تشدید نکند. 2-باید به اندازه کافی بزرگ باشدتاازدرهم افتگی جلوگیری کند.

مدولاسیون قطبی باپسخورفاز ترکیب یک فرستنده PLLجابه جا با مدولاسیون قطبی امکان پذیر است.این ایده درشکل بالا نمایش داده شده وعبارت است ازآن که بالابردن فرکانسی به فرکانس مشخص Ifبه صورت متعامد انجام شود مولفه پوش استخراج گرددوبه تقویت کننده توان اعمال شود. سپس خروجی vcoبه پایین برده می شودوبه عنوان شکل موج نوسان گرمحلی برای مدولاتور متعامداستفاده میشود.

مثالی از مدولاسیون قطبی بدون نیازبه آشکارسازپوش پیکربندی بالاراچگونه می توان اصلاح کردتانیازبهآشکارسازپوش نباشد؟ اگربالابرمتعامدتنهااطلاعات فازباندپایه رادریافت کند،انگاه پوش نیز می تواندازباندپایه بیاید.شکل بالا این آرایش را نشان می دهد،که دران مؤلفه پوش یه طورمستقیم توسط پردازش گرباندپایه ایجاد شده است.

مشکل تعریف نامناسب پوش خروجی تقویت کننده توان معماری مدولاسیون قطبی که دربالا مطالعه شدندهنوز دومشکل اساسی را به همراه دارند:1-تعریف نامناسب پوش خروجی تقویت کننده توان 2-تخریب دراثرتبدیل AM/PMتقویت کننده توان. سوئینگ ولتاژخروجی تقویت کننده توان باضریب aبزرگ شده به یک آشکارسازپوش اعمال میشودوباپوش فرکانس میانی مقایسه می گردد.بنابراین حلقه پسخوربایدیک رونوشت دقیق از پوش فرکانس میانی را درخروجی تقویت کننده توان دیکته کند.

مشکل تبدیل AM/PMتقویت کننده جهت تصحیح تبدیل AM/PMدرتقویت کننده توان می بایدخروجی فازتقویت کننده توان داخل PLLظاهرگرددیعنی مسیرپسخورPLLبایدخروجی تقویت کننده توان رابه جای خروجی VCOحس کند.این معماری چرخش فازباندپایه رابه دلیل بهره حلقه بزرگ PLLروی خروجی تقویت کننده توان منعکس میکند.به بیان دیگر اگرتقویت کننده توان باعث تبدیل AM/PMگردد PLLهمچنان تضمین می کندکه گره Xمدولاسیون فازباندپایه رادنبال کند.

مشکلات دیگر(Ⅰ) اول انکه پهنای باندمسیرهای سیگنال پوش وفازباید به درستی انتخاب شوند. نکته کلیدی دراینجا آن هست که هرکدام ازاین مولفه هاپهنای باندبزرگ تری رانسبت به سیگنال مدوله شده مرکب کلی اشغال می کنند. تقابل بین رشد طیف ونویزدرباندRXمستلزم کنترل سفت ومحکم پهنای باندPLLاست.

مشکلات دیگر(Ⅱ) مشکل دوم به نشت سیگنال PMبه خروجی مربوط میشودکه به صورت یک مولفه جمع شونده ظاهر می گردد. سلفVCOبخشی ازسیگنال فازرابه یک سلف درخروجی تقویت کننده توان تزویج کند.باتوجه به پهنای باند بزرگ سیگنال فاز میتوان دریافت که این نشتی درصورتی که مدولاسیون پوش به درستی صورت نگیرد می تواندمنجر به مقدارقابل توجهی رشد طیفی گردد. فرموله شده به صورت زیر: مشکل سوم آفست DCدرمسیرپوش است. اگر پوشی که به وسیله آشکارسازپوش تولید شده است دارای آفست Vosباشد آنگاه خروجی تقویت کننده توان به صورت زیرخواهد بود:

برون فازی:ایده اولیه می توان ازتغییرات پوش در یک تقویت کننده توان باتجزیه یک سیگنال پوش-متغییربه دوشکل موج پوش-ثابت جلوگیری کرد.به این روش برون سازی گفته می شود.ایده این است که یک سیگنال میانگذر رامی توان به صورت جمع دومولفه مدوله شده در فاز نمایش د اد یک سیگنال میان گذر Vin(t) = Venv (t) cos[ω0t+ϕ(t)] رامی توان به صورت جمع دو مولفه مدوله شده درفازنمایش داد: where where

مثال فرستنده برون فازی یک فرستنده کامل برون فازی بسازید. ازبحثی که درموردروش های مدلاسیون QMSKدر فصل 3ملاحظه کردیم به یاد می آوریم که مولفه فاز Q(t) بایدبه جای انکه بر رویLOاعمال شود باید در باند پایه پیاده سازی شود بنابراین معادلات اولیه (12-102)و(12-103)رابه ترتیب بسط می دهیم. زنجیره فرستنده به صورت نشان داده در شکل زیر ساخته می شود.

مشکلات برون فازی:عدم تطبیق افزون بر مشکل جمع خروجی عدم تطبیق بهره وفاز بین دومسیردرشکل 12-60منجربه ایجاد رشد طیفی می گردد.   If Δθ << 1 radian, then دوجمله اخرسمت راست منجربه ایجادرشد طیفی می گردندزیراپهنای باندبه مراتب بزرگتری نسبت به سیگنال مرکب (عبارت اول)ازخودنشان می دهند. Identify the sources of mismatch in the architecture of previous example. To avoid LO mismatch, the two quadrature upconverters must share the LO phases. The remaining sources include the mixers, the PAs, and the output summing mechanism.

مشکلات برون فازی:پهنای باند مشکل دوم مربوط به پهنای باندموردنیازبرای هر مسیر است. از آنجا که V1(t)وv2(t)تغییرات فاز زیادی دارند،ϕ(t) ±θ(t) (هنگامی که ϕو θ دچار ضربان شوند)،این دوسیگنال پهنای باند بزرگی رااشغال می کنند.ازطیف های EDGE به خاطربیاوریدکه پهنای باند یک مولفه به صورت cos[ω0t + ϕ(t)]چندین برابرپهنای باندسیگنال مرکب است.این پدیده در برون فازی با افزوده شدن فازاضافی ، θ(t) بدتر هم می شود. یک دانشجومی کوشد تاتغییرات θ(t) راباانتخاب ضریب ولتاژ Va > V0 درمعادله 12-104کاهش دهداثرآن رادرزنجیر کلی فرستنده توضیح دهید. فرض کنید که شکل موج های باند پایه تولید شده داری دامنه ای V0/2هستند. اگر θ(t) با یک ضریب کوچک شود درحالی که دامنه سیگنال های باند پایه ثابت باقی بماند،دامنه سیگنال مرکب خروجی کاهش می یابد می توان نتیجه گرفت که اثرعدم تطبیق ها با افزایش Va وکاهش θ(t) بدترهم می شود.

مشکلات برون فازی :اندرکنش بین تقویت کننده ها مشکل سوم مربوط به اندرکنش بین دوتقویت کننده توان درافرازه جمع کننده خروجی است. سیگنالی که ازیک تقویت کننده توان می گذرد ممکن است برروی سیگنالی که ازتقویت کننده توان دیگر می گذردتاثیرگذاشته ومنجربه رشدطیفی یاحتی تخریب سیگنال شود. دست یابی به راندمان بالاتوامان بانگه داشتن M1وM2 درناحیه فعال کاردشواری است.

اندرکنش بین تقویت کننده ها:برون فازی با ترانسفورمر اگر هرطبقه تقویت کننده توان به صورت یک بافرولتاژایده آل بابهره واحدمدل شود،آنگاه VA = V1 و VB = V2 که نتیجه می دهد:

اندرکنش بین تقویت کننده ها:تقسیم ولتاژمتغییربازمان اغلب گفته می شودکه بخش های رآکتیودرZ1وZ2به ترتیب متناظربا یک امپدانس خازنی ویک امپدانس سلفی هستند.آیا این ادعا دقیق است؟ نه به طورکلی .رآکتانس های خازنی وسلفی باید متناسب بافرکانس باشنددرحالی که عبارت دوم درمعادلات اینگونه نیستند،با این حال ،فرض یک سیگنال باند باریک ،رآکتانس منفی را می توان به صورت یک خازن وؤآکتانس مثبت را به صورت یک سلف درنظر گرفت. وابستگی Z1وZ2به θ حاکی از آن است که اگر تقویت کننده های توان بافرهای ایده آل نباشندآنگاه سیگنال تحت یک تقسیم ولتاژمتغییربازمان قرارگرفته ودرنتیجه معوج میشود.

اندرکنش بین تقویت کننده ها:روش خنثی سازی Chireix این اثررامیتوان باافزودن یک راکتانس باقطبیت وارونه که به هرخروجی تقویت کننده توان متصل شده است حل کردتاعبارت دوم حذف شود. From Z1 To cancel the second term: And: With perfect cancellation:

پیاده سازی واصلاح روش خنثی سازی Chireix Select CA and CB as: ادمیتانس های تانک ها: ادمیتانس کلی درگره A :به طورمشابه Real part:

تقویت کننده توان دوهرتی اگریک ترانزیستورکمکی که فقط هنگامی که ترانزیستور اصلی شروع به فشردگی می کندبهره را تامین کندآن گاه بهره برای سطوح ورودی وخروجی بالاتر نسبتاثابت خواهد شد. اگر سوئینگ ولتاژدرxبه اندازه کافی بزرگ باشدتاM1راواردناحیه تریودکندآنگاه ممکن استM2نیزواردناحیه تریودشود.

عملکردتقویت کننده دوهرتی(Ⅰ) شکل موج های ولتاژوجریان درنقطه xدرطول خط انتقال بی تلفات به صورت زیر است. ئ At x = 0: At x = λ/4:

عملکردتقویت کننده دوهرتی(Ⅱ) بانوشتن KCLدر نود خروجی داریم: ودرنتیجه: می توان نتیجه گرفت: مشاهده میکنیم : هم چنین و منجربه سوئینگ ولتاژنسبتاثابتی بعدازنقطه گذرادردرین می شود.بنابراین می توان v1رابه گونه ای انتخاب کردکه حتی برای vin>v1تقویت کننده توان اصلی درناحیه خطی عمل کند

مثال طراحی:بررسی مختصر بیشترتقویت کننده هاازدویا گاهی سه طبقه باشبکه های تطبیق که درورودی بین طبقات ودرخروجی قرارداده شده اند تشکیل یافته اند.راه انداز را میتوان به صورت یک بافرتصور کردکه بین بالابروطبقه خروجی قرارگرفته بهره راتامین وامپدانس ورودی کوچک طبقه خروجی راراه اندازی می کند. خطسانی وبازده درطراحی های مختلف به میزان زیادی با یک دیگرتفاوت دارند.این نکته را یادآوری می کنیم که مقایسه عملکرد تقویت کننده های توان متفاوت سرراست نیست

تقویت کننده توان دوش سوارباکلاس E درتقویت کننده های توان غیرخطی می توان با استفاده ازترانزیستورهای دوش سوارفشاربرروی ترانزیستورهاراکاهش داد. استفاده ازیک ترانزیستوردوش سوارمنجربه سوئینگ دوبرابردرولتاژدرین (نسبت به طبقه سورس مشترک ساده)می گردد که اجازه می دهدمقاومت باردر درین چهاربرابرشود. طراحی واقعی شامل دورونوشت ازمداردرحالت شبه تفاضلی است وخروجی هارابه وسیله یک دوبه تک سرخارج ازتراشه ترکیب می کند.

تقویت کننده توان دوش سواربااستفاده ازبوت استرپ برای آنکه سوئینگ های بزرگتری در درین M2مجازشود در این پیکر بندی گیت ترانزیستور دوش سوارتوسط مقاومت R2به خروجی بوت استرپ شده است. حداکثرولتاژدرین-سورس که دوسرM1وM2قرارمی گیردرا می توان به صورت تقریبی برابرکرد که منجربه سوئینگ خروجی قابل تحمل بزرگی می گردد.

مثال سوئینگ نامتقارن دردوش سواربااستفاده ازبوت استرپ توضیح دهیددرحضورسوئینگ های نامتقارن مثبت ومنفی چه اتفاقی برای دوره کارخروجی می افتد؟ ازآنجا که سوئینگ بالاترازVDDبزرگترازسوئینگ پایین ترازآن است ،دوره کاربایدکمتراز 50%باشدتاهنوزمنجربه ولتاژمتوسطی برابر باVDDشود.با این حال ،توان خروجی افزایش می یابد.این مطلب را می توان ازروی شکل موج های تقریبا ایده آل نشان داده شده درشکل زیر دریافت که در آن داریم: که باعث کاهش به: درنتیجه با افزایش V1 ودرنتیجه با کاهش T1 ، Pavg افزایش می یابد زیرا V2 ≈ VDD

پیاده سازی تقویت کننده توان بوت استرپ شده مدارازسه شبکه تطبیق استفاده می کند(1) T1, C1, و T2 ،ورودی را به 50 Ω تطبیق می دهند، (2) T3, L2 و C2 تطبیق میان طبقه ای راتامین می کند، (3) L3, T4-T6, C3 و C4 بار 50 Ω رابه مقاومت کوچکتری انتقال می دهند.خط انتقال T7 در2.4GHZبه صورت یک ماربازعمل می کند.

مثال های سوئینگ خروجی وشبکه تطبیق درحالت ایده آل پیکربندی تقویت کننده توان دوش سواربااستفاده ازبوت استرپ چه سوئینگ ولتاژی رادرخروجی تامین می کند؟ درحالت ایده آل ،می توان VDD رابرابرحداکثرولتاژمجازدرین-سورس ، Vmax ،قراردادتا Vout بتواندازنزدیکی صفرتاتقریبا 2VDD = 2Vmax سوئینگ کند.این مطلب هنگامی میسرخواهد که وقتی Vout = 2Vmax شود،ولتاژگیت M2 به حدکافی بالارود که داشته باشیم VDS2 = VDS1 = Vmax اگرولتاژدرین M4 درشکل تقویت کننده توان بوت استرپ شده از0.1ولت تا4 ولت سوئینگ کندوتقویت کننده توان +24dbm تحویل دهد،شبکه تطبیق خروجی باچه ضریبی بایدمقاومت بارراانتقال دهد؟ برای سوئینگ قله تاقله Vpp = 3.9 V ،توان به +24dbm=250mv می رسداگر که درآن Rin مقاومت دیده شده از درین M4 است. می توان دریافت که : بنابراین شبکه تطبیق خروجی بایدبارراباضریب 6.6انتقال دهد.

مثال Paکسکود:موازی کردن کلاس AوB دراینجایک اطبقه کلاس Bبهصورت موازی بایک تقویت کننده کلاس Aقرارداده شده است تاهنگامی که دوتقویت کننده کلاس Aآغازبه فشردگی کنددرتامین بهره مشارکت می کند.اگردوطبقه درورودی دچارفشردگی شوندآنگاه خروجی آن هارابه سادگی درحوزه جریان جمع کرد. ترانزیستورهای دوش سوارلایه اکسیدضخیم تروکانال های بلندتری دارندتاسوئینگ بزرگتری درخروجی آن هاقابل حصول باشد.

تقویت کننده توان باپسخورمثبت خازن ورودی طبقه به صورت متناسب کاهش می یابد. برای شکل موج پوش-ثابت طبقه تقویت کننده توان نوسانی درصورتی قابل قبول که فازخروجی بتوانددقیقا فاز ورودی رادنبال کند. محدوده قفل رامی توان به صورت زیر نمایش داد: بایک مقدارمعمول برای Rin درحدود چنداهم،محدوده قفل معولابسیارگسترده است.

مثال تقویت کننده توان قفل شده تزریقی این طراحی برای مدولاسیون پوش ثابت مانند QMSKمناسب است. تقویت کننده های توان قفل شده تزریقی خروجی بسبتابزرگی راتحویل می دهندحتی اگردامنه ورودی آن هابه صفربرسد(اگرمدارنوسان کند).MPجریان بایاس طبقه خروجی را کنترل می کند.

تقویت کننده های باترکیب توان:تطبیق برمبنای ترانسفورماتور آیاممکن است که ولتاژهای خروجی چندین طبقه رابه صورت مستقیم با یک دیگر جمع کردتابتوان توان خروجی بزرگتری را به دست آورد؟ پیاده سازی یک ترانسفورماتور1بهnروی تراشه مشکلات فراوانی داردفخصوصا اگراولیه ویاثانویه حامل جریان های بزرگ باشند. به بیان بهترتنها استفاده ازترانسفورماتورهای 1به1مطلوب است.

مثال سوئینگ خروجی وشبکه مچینگ مقاومت معادل دیده شده توسط Vinدرشکل12-78(ب)رادرحالتی به دست بیاورید که تلفات ترانسفورماتورنادیده گرفته شود. ازآنجا که توان تحویلی به RL برابر Pout = (2Vin)2=RL است،که درآن Vin مقدارrms ورودی رانمایش می دهد،داریم: هم چنین Pin = Vin2/Rin که به دست می دهد: یک طبقه خروجی واقعی چگونه به یک پیکربندی دوترانسفورماتوری متصل می گردد؟ به جای این کار می توانیم تقویت کننده رابه دوبخش یکسان برش داده وهرکدام رادرنزدیکیاولیه متناظربا آن قراردهیم شکل 12-79(ب).دراین حالت خطوط ورودی تقویت کننده ممکن است طولانی باشند،که مساله ای جدی نیست زیرا حامل جریان های کوچکتر

تقویت کننده توان باترکیب توان با ترانسفورماتورهای 1-1 برای عملکردکلاسEیک خازن بایدبین درین های هرکدام ازدوترانزیستور ورودی (تفاضلی)قرار بگیرد،امافاصله فیزیکی بین N1،N2والی اخر،به صورت اجتناب ناپذیریک سلف سری باخازن اضافه میکند. چندین تقویت کننده ای که ترانسفورماتورهای 1به1رادرپیکربندی قبلی راه اندازی می کنند،می توانندبه صورت جداگانه خاموش شوند،بنابراین قابلیت کنترل توان خروجی رافراهم آورند. مزیت قابل توجه این روش ،آن است که باکاهش توان خروجی ،بازده بزرگ تری نسبت به تقویت کننده های توان معمول تامین می گردد.

مقاومت تفاضلی وتوان مصرفی مثال قبل مقاومت تفاضلی دیده شده توسط هرکدام ازتقویت کننده ها درشکل بالارابافرض بدون تلفات بودن ترانسفورماتورها تعیی کنید. بابازگشت به حالت ساده ترنمایش داده شده درشکل 12-79(ب) درمی یابیم که هرکدام ازA1وA2دوبرابرمقاومتی که توسط A0دیده می شود یعنی RL/2را می بیند.بنابراین برای آرایش چهارتقویت کننده شکل 12-80 هر زوج تفاضلی مقاومت باری برابرRL/4می بیند. بهره تقویت کننده توان فوق در خروجی توان کامل به 8.7dbکاهش می یابد.توان مصرفی توسط طبقه ای کهجهت راه اندازی این تقویت کننده توان موردنیاز است رابه صورت تقریبی محاسبه کنید. حل:راه اندازباید 32.8 dBm – 8.7 dB = 24.1 dBm (= 257 mW) راتامین کند.ازمثال های قبلی ،چنین توانی را می توان با بازده حدود40%, رابه دست آورد،که متناظربامصرف توانی برابر640mv است.ازآنجا که تقویت کننده توان فوق توان تقریبی 4wرا ازمنبع تغذیه می کشد،می توان دریافت که راه انداز نیازبه 16%مصرف توان بیشتر دارد.

تقویت کننده توان بامدولاسیون قطبی بااستفاده ازیک مدولاتوردلتابرای مسیرپوش مسئله مهم درمدولاسیون قطبی طراحی مدارمدولاسیون تغذیه برای کمینه تخریب وسقف مجازاست. به علت بهره بالای مقایسه کننده، حلقه تضمین میکندکه متوسط خروجی حتی اگرمقایسه کننده یک شکل موج دودویی تولید کندنیزورودی را دنبال نماید. برای کمینه کردن تلفات بازده وسقف مجاز،درفیلترپایین گذربه جای مقاومت ازیک سلف(خارج تراشه) استفاده میشود.

تقویت کننده توان بامدولاسیون قطبی به همراه پسخورفازوپوش این معماری حلقه های فازوپوش را درهم می آمیزد:اتصال زنجیری به شدت خطی MX1وVGA1هردومولفه رادریک فرکانس میانی پایین آورده وبازسازی می کندوتجزیه در این فرکانس میانی رخ می دهد. توان خروجی به وسیله VGA1وVGA2کنتری می شود،یعنی با افزایش بهره آن ها سطح خروجی نیزافزایش می یابدتاپوش درBبرابرباپوشدرAگردد.

مدولاسیون قطبی با سیگنال های فازوپوش جداشده درفرکانس میانی بالابرمتعامدبه صورت مستقل عمل می کندوشکل موج فرکانس میانی تولید می کندکه هردومولفه های فاز وپوش را دارد.این دو سیگنال بعدا استخراج می شوندتا پوش طبقه خروجی راکنترل کندوفازیک PLLجابه جارا راه اندازی کند. مخلوط کننده نیازیه سقف مجازولتاژبسیاربزرگی داردومقدارقابل توان مصرف می کند.

مثال تقویت کننده توان برون فازی فرستنده های برون فازی ازدوتقویت کننده توان غیرخطی مشابه استفاده می کنندتاجمع خروجی آنهاسیگنال مرکب رابه دست دهد. یک ترانسفورماتورروی تراشه به عنوان دوبه تک سر ورودی عمل می کندکه فاز های تفاضلی را به طبقه راه اندازاعمال می کند.سلف های L1وL2وخازن های C1وC2تطبیق میان طبقه ای را تامین می کنند.طبقه خروجی درمدکلاس Eعمل می کندودرآن L3وL5وC3وC4شکل موج های ولتاژوجریان بدون همپوشانی راشکل دهی می کنند.

مثال تقویت کننده توان برون فازی اگرمداربالابامنبع تغذیه 1.2vکار کندوکمینه ولتاژدرین برابر0.15باشدقله ولتاژدرین M3وM4رابه صورت تقریبی تعیین کنید. ماتوجه می کنیم قله ولتاژدرین تقریبابرابر3.56Vddتا2.56Vdsاست.بنابراین ولتاژدرین به 3.9ولت می رسد.در طراحی واقعی ولتاژدرین3.5vاست. اگرمدارشکل بالا توانی برابر15.5dbmبه بار 12اهم تحویل دهد سوئینگ ولتاژدرین را با سوئینگ ولتازدر دوسرRL مقایسه کنید. ازآنجاکه 15.5dbmمعادل 3.57mwاست سوئینگ ولتاژتفاضلی قله قله دوسرRLبرابراست با: بنابراین ،شبکه خروجی کلاسE درحقیقت سوئینگ ولتاژرا باضریب 3.8دراین حالت کاهش می دهد.ازنقطه نظرفشاربرروی ترانزیستور،این مساله نامطلوب است.

ترکیب کننده ویلکینسون ترکیب کننده ویلکینسون به صورت ایده آل بین دودهانه ورودی جداسازی می کند اما دارای تلفات است.

ترکیب کننده ویلکینسون چگونه باعث جداسازی می شود ترکیب کننده ویلکینسون چطور بین دهانه هی ورودی وخروجی جداسازی ایجاد می کند؟ اگر امپدانس دیده شده توسط هریک ازمنابع ولتاژ ورودی ثابت ومستقل ازمولفه های حالت مشترک یا تفاضلی باشدآنگاه Vn1وجودVn2رااحساس نمی کندوبالعکس.این حالت درصورتی راضی می شود که داشته باشیم: Denoting all of these impedances by Zin, we write ترکیب خروجی های دو تقویت کننده توان تفاضلی نیاز به چهار خط انتقال دارد که هر کدام ازآن ها طولی برابر با2.8mm دارند.

References (Ⅰ)

References (Ⅱ)

References (Ⅲ)

References (Ⅳ)

References (Ⅴ)

References (Ⅵ)